Microstrip vs stripline : choisir la bonne structure de ligne de transmission PCB

Q: Pourquoi une stripline 50 Ω est-elle plus étroite qu'un microstrip 50 Ω à même distance diélectrique ?

L'impédance est inversement proportionnelle à la capacité par unité de longueur ($Z_0 = \sqrt{L/C}$). Le conducteur stripline, pris entre deux plans de référence dans un diélectrique à fort ε, présente bien plus de capacité à largeur égale que le microstrip à un plan et de l'air au-dessus. Pour ramener la capacité à $Z_0 = 50\ \Omega$, il faut rétrécir le conducteur (ou écarter les plans).

Q: Pourquoi le microstrip a-t-il une diaphonie distale (FEXT) supérieure à la stripline symétrique ?

Dans le diélectrique homogène de la stripline, les couplages électrique (capacitif) et magnétique (inductif) entre deux pistes voisines s'équilibrent ; les modes impair et pair voyagent à la même vitesse ($v_{\text{odd}} = v_{\text{even}}$) et la diaphonie distale s'annule idéalement. Sur le microstrip, les lignes de champ s'échappent dans l'air au-dessus ; le mode impair transporte proportionnellement plus de champ dans l'air que le mode pair — l'écart de vitesse ($v_{\text{odd}} > v_{\text{even}}$) s'accumule en une impulsion FEXT mesurable à l'extrémité distale.

Q: Quel est l'effet du masque de soudure sur l'impédance du microstrip externe ?

Un masque LPI standard ($15\text{--}30\ \mu\text{m}$ d'épaisseur, $\varepsilon_r \approx 3{,}3\text{--}3{,}8$) au-dessus du microstrip remplace l'interface air au-dessus du conducteur par un matériau à ε plus élevé ; l'impédance single-ended chute typiquement de $2\text{--}3\ \Omega$ (différentielle $3\text{--}5\ \Omega$). Le modèle de solveur 2D doit l'inclure avant de figer la largeur.

Comparer microstrip et stripline sur géométrie d'impédance, permittivité effective, délai de propagation, diaphonie distale (FEXT), stubs de vias et coût d'empilement.

Technologie30 octobre 202611 min de lecture

Microstrip vs stripline : choisir la bonne structure de ligne de transmission PCB

Entre microstrip et stripline, il n'existe pas de seuil de fréquence fixe disant « au-delà de tant de GHz, il faut changer de structure » — c'est un arbitrage d'empilement et d'architecture de canal : le microstrip externe n'exige aucun via de transition et donne accès direct aux composants, tandis que la stripline interne offre un diélectrique homogène blindé entre deux plans de référence.

Une partie du champ électromagnétique du microstrip rayonne dans l'air et le masque au-dessus de la carte ; la stripline interne est entièrement enveloppée de diélectrique entre deux plans de référence. Cela change radicalement la largeur de piste requise pour l'impédance cible ( $Z 0$ ), le délai de propagation ( $t pd$ ), la diaphonie distale (FEXT), le blindage EMI et les réflexions de stubs de vias.

Comparaison en coupe d'un microstrip de surface et d'une stripline symétrique : lignes de champ, largeur de piste et impédance calculée

1. La physique électromagnétique : comment le confinement du champ change le signal

Avant de lancer le solveur sur l'empilement, comparer comment les deux sections de ligne forment la propagation (voir TI KeyStone Hardware Design Guide SPRABI2D, annexe B et Renesas/IDT Application Note AN-1014) :

Dimension d'ingénierie	Microstrip externe	Stripline symétrique/asymétrique	Conséquence pratique
Environnement diélectrique	Inhomogène : substrat en dessous ( $ε r$ ), air ( $ε r = 1,0$ ) et masque LPI ( $ε r \approx 3,3--3,8$ ) au-dessus	Homogène (ou noyau + prépreg) : entièrement enveloppée entre deux plans de référence	Permittivité effective plus basse du microstrip ( $ε eff < ε r$ ) ; stripline $ε eff \approx ε r$
Délai de propagation ( $t pd$ )	Plus rapide (FR-4/hydrocarbure typique $\approx 5,4--6,0 ps/mm$ )	Plus lente (même diélectrique $\approx 6,3--7,2 ps/mm$ )	Les bus routés sur couches microstrip et stripline ne s'égalisent jamais en millimètres — égaliser en picosecondes de temps de vol
Diaphonie distale (FEXT)	FEXT élevée : le mode impair transporte plus de champ dans l'air, vitesses impair/pair différentes ( $v odd \neq v even$ ) et la diaphonie avant s'accumule	FEXT quasi nulle idéale : couplages capacitif/inductif équilibrés en diélectrique homogène ( $v odd \approx v even$ )	À budget de diaphonie égal, la stripline autorise des pistes plus serrées (Renesas AN-1014)
Largeur pour $50 Ω$ à distance $h$ de la référence	Piste plus large (un seul plan de référence → moins de capacité par largeur)	Piste plus étroite (deux plans doublent la capacité de couplage → conducteur plus fin)	La stripline double la densité par couche, mais le cuivre plus fin augmente les pertes DC et d'effet de peau
Sensibilité au masque	Élevée : le masque abaisse $Z 0$ d'environ $2--3 Ω$ et ajoute un diélectrique à haut $\tanδ$	Nulle : couche enterrée, indifférente aux variations de masque et aux traitements externes	Les lancements RF $>10 GHz$ utilisent souvent le microstrip dégagé sans masque pour éviter ses pertes
Transitions de vias et stubs	Zéro transition en SMD : interconnexion directe entre pads SMD du dessus sans via	Au moins 2 vias : le signal doit descendre du pad L1 vers la couche interne puis remonter	Les vias traversants vers la stripline forment des stubs ouverts résonants — sauf stripline profonde ou backdrilling

2. Comparaison géométrique reproductible : même largeur vs même cible $50 Ω$

Erreur classique de layout : déplacer une piste $50 Ω$ de L1 (microstrip) vers L3 (stripline) pour désencombrer, sans toucher la largeur CAO. Comparons les deux structures avec les équations analytiques standard — sans boîte noire de solveur :

Modèle microstrip : équations quasi-statiques de Hammerstad–Jensen (documentation technique Qucs, éq. 11.4, 11.6, 11.15–18).
Stripline symétrique : forme exacte de Cohn en intégrales elliptiques complètes ( $K(k)/K(k')$ ), implémentée dans le source KiCad coupled_stripline.cpp et l'annexe Polar Si6000b.
Entrées contrôlées : même distance au plan de référence le plus proche ( $h = 0,20 mm$ microstrip ; $B = 2h = 0,40 mm$ d'écartement des plans pour la stripline symétrique), $ε r = 3,66$ uniforme (Dk de conception typique d'un stratifié RF hydrocarbure — voir le guide de lecture des fiches matériau PCB) ; cuivre idéalement nul ( $t = 0$ ), sans masque, sans pertes.

(Télécharger et exécuter python calculate.py avec Python 3 standard : calculate.py, calculated-results.csv et formules.)

Expérience 1 : largeur fixe $W = 0,300 mm$

La même largeur de $0,300 mm$ placée à $0,20 mm$ au-dessus d'un plan unique (microstrip) et au centre de deux plans (stripline) : le second plan augmente la capacité par unité de longueur et l'impédance chute de $21,0 Ω$ :

Structure ( $h nearest = 0,20 mm, ε r = 3,66$ )	Largeur ( $W$ )	$Z 0$ calculé	$ε eff$	Conclusion
Microstrip externe ( $h = 0,20 mm$ , air au-dessus)	$0,300 mm$	62,4 Ω	$2,768$	$12,4 Ω$ au-dessus de la cible $50 Ω$ ; élargir le conducteur
Stripline symétrique ( $B = 0,40 mm$ , deux plans)	$0,300 mm$	41,4 Ω	$3,660$	$8,6 Ω$ sous la cible ; rétrécir le conducteur

Expérience 2 : résoudre la largeur pour $50,0 Ω$

Inverser chaque équation pour $Z 0 = 50,0 Ω$ donne le compromis largeur vs délai ( $t pd = \sqrtε eff /c$ ) :

Structure (dimensionnée pour $Z 0 = 50,0 Ω$ )	Largeur requise ( $W 50Ω$ )	$ε eff$	Délai ( $t pd$ )	Retard sur 100 mm
Microstrip externe ( $h = 0,20 mm$ )	0,438 mm	2,858	5,64 ps/mm	564 ps
Stripline symétrique ( $B = 0,40 mm$ )	0,218 mm	3,660	6,38 ps/mm	638 ps ( $+74 ps$ plus lent)

Trois conclusions directement exploitables :

Compromis largeur/pertes cuivre : à distance de référence $0,20 mm$ identique, la stripline $50 Ω$ ( $0,218 mm$ ) est environ deux fois plus étroite que le microstrip ( $0,438 mm$ ). La couche interne double la densité de routage, mais le conducteur plus fin subit plus d'atténuation d'effet de peau par unité de longueur — sauf à augmenter l'écartement $B$ .
Décalage de temps de vol entre couches : sur $100 mm$ , le signal stripline arrive $74 ps$ plus tard que le microstrip ( $638$ vs $564 ps$ ). Les bus parallèles DDR ou les arbres d'horloge traversant couches internes et externes s'égalisent toujours en picosecondes ( $t pd$ ), jamais en millimètres physiques.
Pourquoi les empilements de production exigent un solveur 2D : les modèles $t=0$ isolent la différence de structure, mais un vrai PCB ajoute l'épaisseur de cuivre trapézoïdale ( $t = 18--70 μm$ ), le masque sur le microstrip, la rugosité du cuivre ( $R z$ ) et les Dk différents prépreg/noyau des striplines offset/duales. Ne pas réinjecter le $ε eff = 2,858$ du microstrip comme Dk bulk dans le solveur 2D — saisir le Dk bulk du matériau et laisser le solveur gérer la géométrie.

3. Évaluer le canal complet : stubs de vias, retours de courant et insertion loss

La ligne uniforme n'est que la moitié de la décision de routage. Avant de déplacer un net critique entre microstrip et stripline, évaluer le canal point à point complet :

Courts lancements RF/hyperfréquence (microstrip ou CPWG de préférence) : garder sur L1 la section émetteur RF → filtre/PA → lancement coaxial/antenne (environ $10--40 mm$ ) élimine entièrement les deux transitions de vias et leurs stubs. Dégager le masque sur les pistes RF supprime en outre les pertes diélectriques du masque.
SerDes multigigabit denses et horloges à faible jitter (stripline + contrôle des stubs de préférence) : PCIe Gen 4/5/6, Ethernet 25G/56G/112G, DDR5 et longues paires différentielles — quand les couches externes sont saturées de pads et que FEXT et émissions EMI doivent être contenus — profitent de la cavité stripline interne entre plans GND continus, à condition d'un via de couture GND à $1--2 mm$ de chaque transition et d'éliminer les longs stubs PTH par stripline profonde ou backdrilling contrôlé.
Striplines offset/duales : les cartes à grand nombre de couches empilent deux couches signaux entre la même paire de plans (dual/offset stripline) pour économiser des plans ; la piste couple alors plus fortement vers le plan proche ( $h 1 < h 2$ ). Router les couches offset voisines orthogonalement (ou à $\geq 3W$ en vis-à-vis) pour éviter la diaphonie intercouches.

4. Matrice de sélection : quand microstrip, quand stripline

Contrainte de conception ou exigence de canal	Structure recommandée	Point d'empilement/layout à contrôler	Quand rejeter ou changer
Court frontend RF, points test/debug accessibles, zéro discontinuité de via	Microstrip dégagé externe (ou guide d'onde coplanaire à masse)	Plan GND L2 continu en dessous ; ouverture de masque sur la zone RF ; finition ENIG/argent	Rejeter si le top dense impose des changements de couche ou des pistes voisines proches
SerDes/horloges/bus parallèles denses avec FEXT et EMI faibles	Stripline symétrique ou offset	Plans de référence continus au-dessus/dessous ; via de couture GND à $1--2 mm$ de chaque transition	Si le stub résiduel dépasse environ $λ/(4--10)$ au Nyquist/harmoniques → rejeter ou backdrill/microvia aveugle
4 couches à coût contraint (`Sig-GND-PWR-Sig`)	Microstrip L1/L4 sous masque	L1 référencée à L2 `GND` ; L4 sur L3 `PWR` avec découplage HF aux changements	Éviter si les paires différentielles rapides traversent des îlots de L3 sans référence de retour continue
Longue liaison fond de panier/serveur à budget d'insertion serré ( $S 21$ )	Stripline large sur stratifié faibles pertes (type Megtron 6 / Isola / Rogers)	Augmenter l'écartement $B$ pour garder la largeur $50/100 Ω$ à $0,18--0,25 mm$ (réduire les pertes de peau) ; feuille HVLP/VLP spécifiée	Si le nombre de couches presse la stripline dans un diélectrique ultra-mince ( $<0,08 mm$ ) imposant des pistes $<0,10 mm$ , les pertes conducteur peuvent dépasser le gain diélectrique — ne pas supposer la stripline toujours moins dissipative

5. Transmettre l'empilement et la table d'impédance à la fabrication

Une fois topologie et affectation des couches fixées, verrouiller la spécification selon la checklist de revue d'impédance contrôlée. Joindre à la demande de fabrication PCB :

Empilement proposé et classe de matériau : épaisseurs noyaux/prépregs, poids de cuivre (externes métallisées vs feuilles internes), famille de stratifié cible (FR-4 haute Tg standard, mid-loss, low-loss ou hybride RF).
Table d'impédance complète : par couche, type de structure (Coated Microstrip, Uncoated Microstrip, Symmetric Stripline, Offset Stripline, Coplanar), cible single-ended/différentielle ( $Ω \pm %$ ), couches de référence et largeurs/espacements CAO.
Fenêtre d'ajustement CAM des largeurs : préciser si CAM peut ajuster les pistes d'impédance de $\pm 10--15%$ pour tenir compte des épaisseurs pressées et facteurs de gravure réels, ou si tout changement de cuivre exige une EQ d'empilement préalable.

Les équipes signal integrity et CAM de HILPCB modélisent chaque multicouche, carte haute vitesse et carte RF Rogers au solveur 2D corrélé aux données de pressage réelles — contrôle d'impédance TDR ±5 %, backdrilling à stubs résiduels $<10 mil$ et VNA en échantillonnage jusqu'à 40 GHz. Demander un devis avec Gerber/ODB++ et table d'empilement pour une revue d'impédance d'ingénierie.

Questions fréquentes

Pourquoi une stripline 50 Ω est-elle plus étroite qu'un microstrip 50 Ω à même distance diélectrique ?

L'impédance est inversement proportionnelle à la capacité par unité de longueur ( $Z 0 = \sqrtL/C$ ). Le conducteur stripline, pris entre deux plans de référence dans un diélectrique à fort ε, présente bien plus de capacité à largeur égale que le microstrip à un plan et de l'air au-dessus. Pour ramener la capacité à $Z 0 = 50 Ω$ , il faut rétrécir le conducteur (ou écarter les plans).

Pourquoi le microstrip a-t-il une diaphonie distale (FEXT) supérieure à la stripline symétrique ?

Dans le diélectrique homogène de la stripline, les couplages électrique (capacitif) et magnétique (inductif) entre deux pistes voisines s'équilibrent ; les modes impair et pair voyagent à la même vitesse ( $v odd = v even$ ) et la diaphonie distale s'annule idéalement. Sur le microstrip, les lignes de champ s'échappent dans l'air au-dessus ; le mode impair transporte proportionnellement plus de champ dans l'air que le mode pair — l'écart de vitesse ( $v odd > v even$ ) s'accumule en une impulsion FEXT mesurable à l'extrémité distale.

Quel est l'effet du masque de soudure sur l'impédance du microstrip externe ?

Un masque LPI standard ( $15--30 μm$ d'épaisseur, $ε r \approx 3,3--3,8$ ) au-dessus du microstrip remplace l'interface air au-dessus du conducteur par un matériau à ε plus élevé ; l'impédance single-ended chute typiquement de $2--3 Ω$ (différentielle $3--5 Ω$ ). Le modèle de solveur 2D doit l'inclure avant de figer la largeur.

Dans quels cas la stripline est-elle pire que le microstrip ?

Deux situations : (1) un via menant du pad SMD du dessus vers une stripline peu profonde laisse un long stub traversant dont la résonance quart d'onde creuse un notch dans le spectre ; (2) un empilement contraint en couches comprime la stripline dans un diélectrique ultra-mince ( $<0,08 mm$ ), forçant des pistes $<0,10 mm$ dont les pertes conducteur (effet de peau + rugosité) dépassent les pertes diélectriques économisées.