Un via apporte une inductance même lorsque sa résistance en continu est faible. Pour une première comparaison géométrique, raccourcir le fût modifie généralement davantage l'estimation qu'une augmentation modeste du diamètre. Le chemin de retour reste essentiel : le calcul d'un via seul ne détermine pas l'inductance de la boucle complète de signal ou d'alimentation.
Utilisez le calculateur d'inductance des vias PCB pour comparer les dimensions et examiner la réactance inductive idéale selon la fréquence. Distinguez l'estimation géométrique des pertes d'insertion ou de la bande passante d'une transition complète.
Que calcule la formule d'inductance des vias ?
L'outil utilise l'approximation d'un via seul donnée dans Texas Instruments SLLA284G, équation 2, page imprimée 16 :
L [nH] = 0.2 × h [mm] × {ln[4h/d] + 1}
Ici, h est la longueur modélisée du via et d son diamètre. Utilisez la même unité de longueur dans le logarithme et le logarithme naturel, ln. Le coefficient 0.2 ci-dessus correspond à h en millimètres et L en nanohenrys. Le diamètre d n'est ni le diamètre de la pastille ni celui de l'antipad.
Le calculateur limite la géométrie à h ≥ d et les dimensions à 0.01–100 mm. Il s'agit d'un filtre de l'application destiné à éviter les formes inadaptées, et non d'une garantie publiée de précision sur toute cette plage. Une interconnexion courte et large nécessite un modèle de champ approprié plutôt qu'une application forcée de cette équation.
Cette approximation n'inclut ni conducteur de retour proche, ni couplage aux plans, ni inductance mutuelle entre vias, ni capacité des pastilles, ni résonance d'un stub. La valeur h choisie doit décrire le segment étudié ; modifier h ne modélise pas automatiquement le reste d'un via traversant partiellement utilisé.
Exemple chiffré : raccourcir le via ou augmenter son diamètre ?
Définissez h = 1.60 mm, d = 0.30 mm et la fréquence = 1000 MHz. Modifiez une dimension à la fois :
| Géométrie | Longueur h | Diamètre d | L estimée | Variation de L | XL idéale à 1 GHz |
|---|---|---|---|---|---|
| Référence | 1.60 mm | 0.30 mm | 1.29929 nH | — | 8.16366 Ω |
| Longueur réduite de 25% | 1.20 mm | 0.30 mm | 0.905421 nH | −30.31% | 5.68893 Ω |
| Longueur réduite de 50% | 0.80 mm | 0.30 mm | 0.538740 nH | −58.54% | 3.38500 Ω |
| Diamètre augmenté de 25% | 1.60 mm | 0.375 mm | 1.22788 nH | −5.50% | 7.71500 Ω |
La différence découle de l'équation : la longueur multiplie toute l'expression et figure aussi dans le logarithme. Le diamètre intervient uniquement dans le logarithme. Ces résultats permettent une comparaison géométrique pour cet exemple ; ils n'impliquent pas que chaque conception doive utiliser une carte plus mince ou un perçage plus grand.
Un trou plus large modifie aussi les exigences de couronne annulaire, l'espace de routage et les contraintes de fabrication. Un fût plus court peut nécessiter une autre affectation des couches ou une autre construction de via. Comparez ces conséquences dans l'atelier d'impédance et d'empilage avant de modifier la conception.
Pourquoi la fréquence modifie-t-elle la réactance, mais pas cette inductance ?
L'approximation purement géométrique renvoie la même L à chaque fréquence d'évaluation. La réactance inductive idéale est :
XL [Ω] = 2π × f [MHz] × L [nH] × 0.001
Pour la référence de 1.29929 nH, XL vaut environ 0.816366 Ω à 100 MHz et 8.16366 Ω à 1 GHz. En continu, sa réactance idéale est nulle, mais le fût réel conserve sa résistance de cuivre. Le calculateur de courant des vias traite cette estimation séparée de résistance en continu.
Une réactance de 8.16 Ω n'est pas une résistance de 8.16 Ω et ne signifie pas que la transition dissipe comme une résistance de 8.16 Ω. Elle ne définit pas non plus directement la réflexion ou les pertes d'insertion sans connaître le circuit environnant et la structure de retour.
Faut-il saisir la fréquence d'horloge ou le temps de montée ?
Les fronts rapides contiennent des composantes de fréquence supérieures à la fréquence de répétition de l'horloge. Une horloge de 25 MHz avec un front de 1 ns ne doit pas être évaluée uniquement à 25 MHz.
Le mode temps de montée de l'outil utilise feval [MHz] = 350 / tr [ns]. Un front de 1 ns sélectionne donc 350 MHz et donne environ 2.85728 Ω pour la géométrie de référence. Il s'agit de l'estimation de bande passante 0.35/tr pour une convention de temps de montée 10–90% d'un système à un pôle. Ce n'est ni l'harmonique la plus élevée de toute forme d'onde, ni une spécification complète du canal.
Indiquez si le temps de montée est mesuré, simulé ou spécifié, avec sa définition de mesure et sa charge. Utilisez les modèles réels de l'émetteur et du récepteur lorsque la transition peut affecter une marge temporelle ou d'intégrité du signal.
Que change un via de retour proche ?
Un signal qui change de plan de référence nécessite un chemin de courant de retour adapté entre ces références. Éloigner ce chemin peut agrandir la boucle de courant même si les dimensions du fût du signal restent identiques. Un via de retour de masse proche peut aider s'il relie les références de masse concernées, mais son effet dépend de l'espacement et de l'empilage complet.
La formule du via seul ne change pas lorsque ce via de retour est déplacé, car sa géométrie ne fait pas partie des entrées. Ne divisez pas L par le nombre de vias en parallèle pour en déduire une inductance de boucle : le couplage mutuel et la répartition du courant comptent.
Pour une transition critique, modélisez ensemble le via du signal, les pastilles, les antipads, les pistes connectées, les plans de référence, les conducteurs de retour et le stub inutilisé. Corrélez le modèle à une mesure adaptée au projet. Les recommandations de routage haute vitesse de TI apportent un contexte complémentaire.
Questions fréquentes
Doubler le diamètre du via divise-t-il son inductance par deux ?
Non. Dans cette approximation, le diamètre intervient dans un logarithme. Pour la référence indiquée, une augmentation de 25% réduit l'estimation d'environ 5.50%.
Puis-je utiliser le résultat comme inductance de la boucle complète ?
Non. La géométrie du retour et le couplage mutuel sont absents. Utilisez un modèle de boucle ou de champ qui inclut le chemin réel du courant.
Une inductance plus faible prouve-t-elle de meilleures performances à haute vitesse ?
Elle peut être utile, mais la capacité, les discontinuités d'impédance, les stubs, les pertes et la continuité du retour comptent aussi. Une L isolée plus faible ne prouve pas une amélioration du canal complet.
Puis-je combiner les calculateurs d'inductance et de capacité pour trouver la résonance d'un via ?
Ils donnent des approximations géométriques distinctes. Insérer leurs résultats dans une équation LC idéale ne permet pas d'établir la résonance ou la bande passante utilisable d'une transition multicouche distribuée.
Explorez la comparaison de longueur et de diamètre et lisez le guide complémentaire sur la capacité des vias avant d'examiner la transition complète.